功率MOSFET的开关损耗：开通损耗

由 cathy 提交于周一, 15 一月 2018 - 10:39

前面的文章讲述过基于功率MOSFET的漏极特性理解其开关过程，也讨论过开关电源的PWM及控制芯片内部的图腾驱动器的特性和栅极电荷的特性，基于上面的这些理论知识，就可以估算功率MOSFET在开关过程中的开关损耗。开关损耗内容将分成二次分别讲述开通过程和开通损耗，以及关断过程和和关断损耗。

功率MOSFET及驱动的等效电路图如图1所示，RG1为功率MOSFET外部串联的栅极电阻，RG2为功率MOSFET内部的栅极电阻，RG=RUp+RG1+RG2为G极串联的总驱动电阻。

<center><img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33451-s1.jpg" alt=“图1：功率MOSFET驱动等效电路” width="600"></center><center>图1：功率MOSFET驱动等效电路</center>

实际的应用中功率MOSFET所接的负载大多为感性负载，感性负载等效为电流源，因此功率MOSFET的开关过程基于电流源来讨论。当驱动信号加在功率MOSFET的栅极时，开通过程分为4个模式（阶段），其等效电路如图2所示。

<center><img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33452-s2.jpg" alt=“” width="600"></center>
<center><img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33453-s3.jpg" alt=“图2：功率MOSFET开通过程” width="600"></center><center>图2：功率MOSFET开通过程</center>
<center><img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33454-s4.jpg" alt=“图3：功率MOSFET开通波形” width="600"></center><center>图3：功率MOSFET开通波形</center>

(1) 模式M1：t0-t1

起始状态从t0时刻开始，当驱动电压信号通过电阻加在功率MOSFET的栅极G时，驱动电压对G极的电容充电，G极电压成指数上升。MOSFET的漏极和源极所加的电压VDS为电源电压VDD，漏极电流ID≈0A。当VGS电压达到阈值电压VTH后，此阶段结束，对应时刻为t1，如图2(a)和图3所示。

此过程中，栅极的电压VGS为：<img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33455-s5.jpg" alt=“” >

其中，<img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33456-s6.jpg" alt=“” >。若t0=0，则有：<img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33457-s7.jpg" alt=“” >

(2) 模式t1-t2

在t1时刻，MOSFET开通，漏极开始流过电流，在t1到t2期间，Ciss继续充电，栅极电压VGS继续上升，机理跟前一阶段完全一样，同时ID的电流从0开始不断的增加，ID的电流和VGS的值满足跨导的限制。

当ID的电流达到电流源的电流值Io、也就是系统的最大电流时，VGS电压也上升到米勒平台电压VGP，此阶段结束，对应时刻为t2。在整个时间段t1~t2过程中，VDS保持电源电压VDD不变，如图2(b)和图3所示。

(3) 模式t2-t3

在t2时刻，VGS电压上升到米勒平台电压VGP，ID电流也上升到系统电流最大值。由于ID的电流不再增加，那么VGS的电压就要维持不变，而驱动回路仍然提供着驱动的电流，试图迫使VGS的电压上升，那么只有VDS的电压开始变化，也就是VDS从VDD电压开始下降，产生dV/dT的变化，在米勒电容Crss上产生抽取电流，从而保证VGS的电压不会增加。

<center>ICrss = Crss· dVDS/dT</center>

VDS的变化将驱动回路的电流全部抽走，从Crss流过，CGS没有充电的电流，驱动电流全部流向Crss，VGS的电压就不再变化，保持不变。在整个时间段t2~t3内，器件工作在稳定的恒流区，VGS电压保持恒定VGP不变，ID电流保持恒定，VGS电压保持一个平台区，形成有名的米勒平台，如图2b(c)和图3所示，则有：

随着VDS电压不断降低，Crss的电荷被清除，当VDS电压降到最小值后不再变化，此阶段结束，对应时刻为t3。

(4) 模式t3-t4

在t3时刻，VDS电压降到最小值不再改变，所以dVDS/dT为0，dVDS/dT不再通过Crss产生抽取电流，于是驱动电路的电流将继续同时给CGS和Crss充电，如图2(d)和图3所示，VGS的电压按指数关系上升，和阶段1、2类似，直到VGS电压达到最高的驱动VCC，整个开通的过程结束。

通过图3的波形可以看到，在整个开通过程的4个阶段：t0-t1、t1-t2、t2-t3和t3-t4，t0-t1阶段，ID的电流基本上为0，没有损耗。t3-t4完全开通，只有导通电阻产生的导通损耗，没有开关损耗。

t1-t2、t2-t3二个阶段，电流和电压产生重叠交越区，因此产生开关损耗。同时，t1-t2和t2-t3二个阶段工作于线性区，因此功率MOSFET的开通过程中，跨越线性区是产生开关损耗的最根本的原因。

开通损耗可以用下面公式计算：

开通损耗和t1-t2、t2-t3二个阶段时间、系统频率成正比。在实际的应用中，会发现：

这表明：米勒平台时间在开通损耗中占主导地位，这也是为什么在选择功率MOSFET的时候，如果关注开关损耗，那么就应该关注Crss或QGD，而不仅仅是Ciss和QG。

<center><img src="http://mouser.eetrend.com/files/2018-01/博客/100009818-33467-s15.jpg" alt=“图4：功率MOSFET开通损耗” width="600"></center><center>图4：功率MOSFET开通损耗</center>

开通损耗没有考虑在开通过程中，Coss的放电产生的损耗，低压的应用Coss放电产生的损耗可以忽略，而高压的应用中，Coss放电产生的损耗甚至比上面的开通损耗还要大，因此在重点校核。

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